技術(shù)領(lǐng)域
本發(fā)明涉及的是一種開關(guān)電源，具體是采用多電平逆變器的、高頻的、基于諧振軟開關(guān)的高壓直流電源。
背景技術(shù)
高壓直流電源在靜電除塵、高壓電容充電和醫(yī)療影像等設(shè)備中有著廣泛的應(yīng)用。傳統(tǒng)的高壓直流電源通常采用晶閘管相控整流后用工頻變壓器升壓的供電方案。但這種低頻的供電方式使得變壓器和濾波器件的體積、重量比較大，而且電源的輸入、輸出端都含有大量難以濾除的低次諧波。近年來，隨著新一代功率器件(如igbt、sfet等)的廣泛應(yīng)用，微處理器的速度進一步提高，高頻逆變技術(shù)也越來越成熟，為研制一種高性能的大功率高壓直流電源創(chuàng)造了條件。
高頻化可以使得高壓電源裝置型化、輕量化，但同時開關(guān)損耗也會隨之增加，電能效率嚴重下降，電磁干擾也增大了，所以簡單的提高開關(guān)頻率是不行的。在大功率高壓直流電源應(yīng)用場合，由于常規(guī)ppulse idth dulation，脈寬調(diào)制)時，開關(guān)管工作于硬開關(guān)的狀態(tài)，電磁干擾較大，開關(guān)管損耗和損壞幾率較大，不利于進一步提高開關(guān)頻率，同時也影響了電源的穩(wěn)定性和效率。針對這些問題，提出了軟開關(guān)技術(shù)，它利用諧振為主的輔助換流手段，解決了電路中的開關(guān)損耗和開關(guān)噪聲問題，使開關(guān)頻率可以大幅度提高。
經(jīng)對現(xiàn)有的技術(shù)文獻檢索發(fā)現(xiàn)，《基于諧振軟開關(guān)的大功率高壓直流電源》利用功率主回路中高頻變壓器的漏感和外加電容構(gòu)成串聯(lián)諧振電路�？梢愿纳崎_關(guān)管的開關(guān)環(huán)境，采用pa脈幅調(diào)制)和pf脈頻調(diào)制)相結(jié)合的調(diào)制方式。pa制利用晶閘管相控整流電路調(diào)節(jié)直流母線電壓來調(diào)節(jié)輸出功率。pf制通過改變逆變電路的工作頻率來調(diào)節(jié)輸出功率。pa制晶閘管相位，會產(chǎn)生開關(guān)損耗。而且晶閘管的開關(guān)頻率較低，也就決定了pa法快速響應(yīng)；pf能消除開關(guān)管開通時或關(guān)斷時的單一損耗，開關(guān)頻率較高時，開關(guān)損％％％％，≠.co△仍然較高，對開關(guān)頻率仍有一定的限制。
發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于克服現(xiàn)有技術(shù)中的不足，提供一種基于諧振軟開關(guān)技術(shù)的高壓直流電源，可完全消除逆變器的開關(guān)損耗和高頻不可控整流電路的整流損耗，整個電源系統(tǒng)控制策略簡單、效率高，輸出的電壓波動、響應(yīng)快。
本發(fā)明是通過以下技術(shù)方案實現(xiàn)的。本發(fā)明包括：工頻不可控整流器，該整流器被配置來給逆變器穩(wěn)定的輸入電壓；逆變器將輸入的穩(wěn)定直流電壓轉(zhuǎn)換為多種脈沖電平輸出，用來對串聯(lián)諧振的幅度進行調(diào)整；串聯(lián)諧振電路由外加電容與變壓器的漏感組成，如果變壓器的漏感不足，可外加電感，將逆變器輸出的脈沖電平轉(zhuǎn)換為正弦波形，以便于變壓器升壓；高頻不可控整流器對高頻高壓正弦電壓整流，n級整流器的串聯(lián)作用可使輸出直流電壓升高n倍。
所述的工頻不可控整流器是對電網(wǎng)電壓整流，包含的整流器數(shù)量由逆變器的輸出電平數(shù)量決定。整流器以串聯(lián)連接。低頻變壓器的次級雙繞組保證各整流器中的電流、電壓相位相同，相應(yīng)的二極管同時導通，使得串聯(lián)電容組均壓充電。
所述逆變器的開關(guān)頻率高，采用軟開關(guān)控制以消除高頻開關(guān)損耗。逆變器增加一個開關(guān)管。輸入直流電壓有兩種。根據(jù)開關(guān)管不同的導通方式，逆變器的輸出有5種狀態(tài)，分別為正向諧振、1正向諧振、自由諧振、1反向諧振和反向諧振。逆變器輸出狀態(tài)概括為正向諧振、自由諧振和反向諧振。正向諧振是逆變器輸出的脈沖電壓方向與諧振電流方向相同。對諧振電流起到加強作用；自由諧振是逆變器輸出脈沖電壓為零，對諧振電流無影響；反向諧振是逆變器輸出的脈沖電壓方向與諧振電流方向相反。使得諧振電流減弱。同一狀態(tài)，諧振電流的不同方向?qū)?yīng)不同的開關(guān)導通方式。在諧振電流的過零切換開關(guān)管的狀態(tài)。以使得開關(guān)損耗為零，且開關(guān)頻率與串聯(lián)諧振頻率始終保持相同。根據(jù)檢測的電容電壓、諧振電流和輸出電壓，逆變器的5種狀態(tài)按照仿真得到的決策曲線決定下一時刻的輸出狀態(tài)。每種狀態(tài)的作用周期設(shè)置為串聯(lián)諧振周期一半的整數(shù)倍。
所述串聯(lián)諧振電路由外加電容器和變壓器的漏感串聯(lián)組成，如果變壓器的漏感不足，可外加電感。電容器與電感的容量確定，串聯(lián)諧振頻率和逆變器的開關(guān)頻率也確定。電容器與電感的容量選取由逆變器的開關(guān)管的耐電壓和耐電流情況和不可控整流器所要求的電容器充電速度決定。電感值與諧振電流峰值反比例，與整流器的電容器充電速度反比例，電容器電壓只與諧振頻率有關(guān)。
所述高頻不可控整流器對高頻變壓器輸出的高壓交流電整流，輸出高壓直流電壓。輸出電壓提高的倍數(shù)由高頻變壓器初、次級匝數(shù)比，次級繞組數(shù)量和每個次級繞組連接的整流器級數(shù)決定。變壓器每個次級繞組連接多級整流器，不同次級繞組連接的整流器之間串聯(lián)。次級繞組連接的多級整流器增加電容器，且連接到各級整流器的電容器容量相同，所流過的電流為零時，各整流器的相應(yīng)二極管同時導通，保證各串聯(lián)電容器均壓充電，且無整流損耗。
高頻變壓器升壓倍數(shù)不變的情況下，次級兩個繞組的匝數(shù)和不變，即高頻變壓器不會因此增加容量和體積。高頻變壓器輸出的是高壓高頻交流電，高頻不可控整流器中的二極管須采用快速二極管。輸出電壓由多個電容器串聯(lián)提供。每個電容器的耐壓值降低了多倍，但電容器的選用仍要遵循容量、耐壓高的原則。容量可使輸出電壓升壓更快。
一種無超調(diào)且不影響快速性的升壓方法。串聯(lián)諧振電路中，電容電壓與諧振電流需進行限制。以保護逆變器和高頻不可控整流器中的開關(guān)管和二極管。在升壓階段，輸出電壓給定值并不直接為目標值，而是逐漸升高，收斂于目標值。輸出電壓給定值上升至目標值的95%之前，輸出電壓給定值以正向諧振狀態(tài)使得輸出電壓升高的幅度上升，使之以最快的速度升高。此時，若是查表判斷下一時刻為反向諧振狀態(tài)強制為自由諧振狀態(tài)，電容電壓與諧振電流超過限定值，下一狀態(tài)也強制為自由諧振狀態(tài)。輸出電壓給定值達到目標值的95%以后。輸出電壓給定值以較幅度上升，快速收斂到目標值，判定為自由諧振狀態(tài)的情況強制為反向諧振，以保證整個電壓上升過程輸出電壓無超調(diào)現(xiàn)象。
與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明具有以下有益效果：逆變器的結(jié)構(gòu)簡單、控制策略容易實現(xiàn)，基于諧振軟開關(guān)控制技術(shù)，可完全消除開關(guān)損耗，開關(guān)頻率進一步提高，由于逆變器輸出電平增加。對輸出電壓調(diào)節(jié)更加精細，使得輸出電壓波動更、響應(yīng)更快；為了適應(yīng)所設(shè)計的逆變器輸入電壓模式，采用的工頻整流器串聯(lián)結(jié)構(gòu)對串聯(lián)電容組均壓充電，保證了逆變器輸入電壓的穩(wěn)定。而且工頻整流器不需要對其輸出電壓調(diào)整，采用不可控整流器，簡化了整個系統(tǒng)的控制復雜度；高頻不可控整流器采用多級整流器串聯(lián)方式。在各級整流器之間增加相同容量的電容，消除了高頻不可控整流器的損耗。提高了整個系統(tǒng)的效率。
附圖明
當參考閱讀下面的詳細明時，將更好地理解本發(fā)明的特征和優(yōu)。其中，在全部附圖內(nèi)，類似的字符表示類似的部分，其中：
圖1為本領(lǐng)域已知的高壓電源拓撲；
圖為根據(jù)本發(fā)明的一個實施例，采用五電平逆變器40的高壓電源拓撲，工頻不可控整流器50采用工頻變壓器4次級兩繞組分別整流，高頻不可控整流60采用高頻變壓器44次級兩繞組分別連接級整流器，并串聯(lián)在一起；
圖為根據(jù)本發(fā)明的一個實施例，采用五電平逆變器40的高壓電源拓撲，工頻不可控整流器70采用級整流器，高頻不可控整流器80采用4級整流器；
圖4為逆變器40的5種工作狀態(tài)，1-逆變器40的輸出電壓，-串聯(lián)諧振電路的諧振電流。其中，i-正向諧振，ii-反向諧振，iii-自由諧振，iv-1正向諧振，v-1反向諧振；
圖5為輸出電壓給定值的理想上升曲線，1-理想給定值上升曲線，-仿真得到的高壓直流電壓輸出曲線；
具體實施方式
如圖1所示，本領(lǐng)域內(nèi)公知的高頻高壓直流電源100的拓撲。高壓直流電源100使用了三級功率電路，以將電網(wǎng)中的三相交流電壓11轉(zhuǎn)換為可調(diào)節(jié)的穩(wěn)定高壓直流電壓17。電網(wǎng)的三相交流電壓11經(jīng)可控整流電路0，及較大容量的電解電容5，得到逆變器10的直流母線電壓1�？煽卣麟娐�0采用pa制策略可根據(jù)輸出的高壓直流電壓17連續(xù)地調(diào)節(jié)直流母線電壓1。此處可控整流晶閘管是有開關(guān)損耗的，只是開關(guān)頻率低，損耗很。也正因為開關(guān)頻率低，可控整流電路0的輸出響應(yīng)很慢，不易頻繁調(diào)整輸出直流母線電壓1。
直流母線電壓1到高頻交流高壓15是通過逆變器10、串聯(lián)諧振電路和高頻升壓變壓器6實現(xiàn)的。逆變器10由四個全控開關(guān)管各反并聯(lián)一個二極管組成，外加電容與變壓器6的漏感組成串聯(lián)諧振電路，如果漏感不夠，可外加一個電感4。逆變器10輸出的高頻脈沖電壓經(jīng)串聯(lián)諧振電路，輸入到變壓器6中的是正弦電壓及電流，經(jīng)過變壓器6的升壓作用就得到了高頻交流電壓15。逆變器10常采用ppf控制策略。可連續(xù)跟蹤輸出電壓17的變化，雖然采用了諧振軟開關(guān)技術(shù)。在開關(guān)管開通時或關(guān)斷時仍會產(chǎn)生一次開關(guān)損耗，較硬開關(guān)的損耗降低了一半以上。高壓直流電源中的整流電路一般采用多級整流器0�？梢允沟谜鞫䴓O管和電容的耐壓值降低，體積減。由于對高頻交流電壓15整流，多級整流器0采用快速整流二極管。此處的快速整流二極管并不是在電流過零導通，各級整流電路依次導通，二極管會產(chǎn)生較大的開關(guān)損耗，使得高壓直流電源100的整體效率降低。
如圖所示，根據(jù)本發(fā)明的一個實施例的高壓直流電源00拓撲。逆變器40增加了一個全控開關(guān)管8，若開關(guān)管8斷開，逆變器40的結(jié)構(gòu)和逆變器10相同。直流母線電壓處增加一個電容組。采用兩個電容組串聯(lián)的方式。考慮到電容組6和8的均壓充電，前端可采用變壓器4、不可控整流器46和48實現(xiàn)。變壓器4的初、次級繞組匝數(shù)比1:1，次級兩個繞組，產(chǎn)生相同的電壓經(jīng)過不可控整流器46和48對兩個電容組6和8充電，可保證串聯(lián)電容組的均壓充電。待充電完成，逆變器40開始工作，直流母線電壓無法調(diào)節(jié)。
如圖所示，逆變器40增加了開關(guān)管8，可輸出5種脈沖電平。5種脈沖電平的值固定不變，只是離散的5個值。開關(guān)管、4、6、8、8只在諧振電流過零時切換，因此開關(guān)頻率固定，為諧振頻率。逆變器40的工作狀態(tài)有5種。分別稱為正向諧振、1正向諧振、自由諧振、1反向諧振和反向諧振。5種狀態(tài)的作用周期也固定，為諧振周期一半的整數(shù)倍，也可以使5種狀態(tài)的工作周期在升壓階段和穩(wěn)定階段選用不同的值。但都是諧振周期一半的整數(shù)倍。
5種狀態(tài)的開關(guān)導通方式為：(1) 諧振電流為正時，正向諧振是導通開關(guān)管和8；諧振電流為負時。正向諧振是導通開關(guān)管4和6。() 諧振電流為正時，1正向諧振是導通開關(guān)管8和8；諧振電流為負時。1正向諧振是導通開關(guān)管8和6。() 諧振電流為正時，自由諧振導通開關(guān)管或8，導通開關(guān)管與二極管16使得串聯(lián)諧振電路形成回路，導通開關(guān)管8與二極管14使得串聯(lián)諧振電路形成回路；諧振電流為負時，自由諧振導通開關(guān)管4或6，導通開關(guān)管4與二極管18使得串聯(lián)諧振電路形成回路，導通開關(guān)管6與二極管1使得串聯(lián)諧振電路形成回路。(4) 不管諧振電流是正或負，1反向諧振是導通開關(guān)管8，諧振電流為正時，開關(guān)管8與二極管16使得串聯(lián)諧振電路向電容組6回饋電能；諧振電流為負時，開關(guān)管8與二極管8使得串聯(lián)諧振電路向電容組8回饋電能。(5) 不管諧振電流是正或負，反向諧振是關(guān)斷開關(guān)管、4、6、8和8。當諧振電流是正時，二極管14和16導通使得串聯(lián)諧振電路向直流母線上回饋電能；當諧振電流為負時，二極管1和18導通使得串聯(lián)諧振電路向直流母線上回饋電能。
逆變器輸出狀態(tài)概括為正向諧振、自由諧振和反向諧振。正向諧振，直流母線給串聯(lián)諧振電路和負載提供電能，負載電壓17會升高。直流母線電壓越高，輸出的功率越大，串聯(lián)電路存儲的電能就越多，負載電壓17上升的幅度就越大；自由諧振，存儲在串聯(lián)諧振電路的電能向負載供電，由于負載的消耗，負載電壓17必然會下降，只是下降幅度較；反向諧振，存儲在串聯(lián)諧振電路中的電能不僅向負載供電，還將電能回饋給直流母線，負載電壓17必然下降，而且幅度較大。因此，如果直流母線電壓所提供的功率恰好等于負載的消耗，那么負載電壓將無波動，保持不變。然后直流母線電壓不易頻繁改變，會造成整個高壓直流電源的不穩(wěn)定。諧波大大增加，帶來更多的危害。因此。逆變器40輸出的脈沖電平越多，負載電壓17的波動必然越。采用9電平逆變器時，輸出電壓17的波動極，可以滿足對電能質(zhì)量需求極高的設(shè)備，再繼續(xù)增加電平，效果不再明顯，反而增加硬件電路的復雜度。
直流母線電壓、串聯(lián)諧振電路存儲的電能和輸出電壓17之間存在一定的對應(yīng)關(guān)系，決定5種狀態(tài)的選擇�？山⒎抡婺Ｐ�，繪制給定電壓值與測量值17的差值與5種狀態(tài)在不同電容電壓下的曲線，實施時采用比較法確定狀態(tài)輸出即可。逆變器40硬件電路簡單。可輸出5電平，只是需要采集電容電壓，輸出電壓17和分辨諧振電流4的過零，對信號采集電路要求較高，控制處理器的速度要夠快。但是由于算法和控制簡單，采用中低端cpld/fpga都可以實現(xiàn)。
圖1中的多級整流器0的各級整流器導通不一致，由于是高頻高壓整流，快速整流二極管的導通和斷開會造成較大的電能損耗，影響了快速整流二極管的使用壽命。也影響了電容組充電的均壓，使得輸出電壓17的質(zhì)量和穩(wěn)定性降低。高頻變壓器44的次級采用兩繞組，次級繞組與初級繞組的匝數(shù)比降低為變壓器6的一半，而變壓器44的升壓倍數(shù)不變�？傮w繞組的匝數(shù)不變，因此所占體積相同。多級整流器60是根據(jù)本發(fā)明的一個實施例，采用兩個兩級整流器串聯(lián)的形式。其中的各級整流器的輸出電流波形完全相同，很好地實現(xiàn)了電容的均壓充電。而且快速整流二極管在電流為零時導通或關(guān)斷，因此未產(chǎn)生整流開關(guān)損耗。進一步提高了高壓直流電源00的效率。
如圖4所示，根據(jù)本發(fā)明的另一個實施例的高壓直流電源00的拓撲。其中，改變了逆變器40的直流輸入電壓電路，不需要變壓器，直接采用高壓直流電源00拓撲中快速不可控整流電路。電網(wǎng)的頻率較低，因此不可控整流電路70中可選用一般的整流二極管，為了提高輸出直流電壓質(zhì)量，電容組6和8的容量要足夠大，同時整流電路70也無開關(guān)損耗。高頻變壓器6未作改變，采用單個四級整流器80，升壓倍數(shù)并未改變，四級整流器80的結(jié)構(gòu)無整流損耗，各整流器之間連接的電容器容量關(guān)系較為復雜，不易選擇。逆變器結(jié)構(gòu)及其控制方式相同，高壓直流電源00可實現(xiàn)高壓直流電源00的相同性能。
如圖5所示，根據(jù)高壓直流電源00的升壓過程。逆變器40輸出的5種狀態(tài)作用周期固定，通過5種狀態(tài)的切換改變輸出電壓17，若輸出電壓給定值直接設(shè)置為目標值，這種離散的控制方式必然會導致升壓階段的超調(diào)。因此，輸出電壓給定值在升壓階段必須逐漸升高，直到達到目標值。在限制電容電壓和諧振電流4的條件下，設(shè)計了輸出電壓給定值不斷升高的曲線。正向諧振使得輸出電壓升高，自由諧振使得輸出電壓較降低，反向諧振使得輸出電壓較大幅度降低，給定電壓計劃曲線正基于此。在輸出電壓未達到目標值的95%，給定電壓按照最快的速度上升，即正向諧振使得輸出電壓升高的幅度。若電容電壓和諧振電流4超過限制值，接下來的狀態(tài)設(shè)置為自由諧振，盡量避免反向諧振狀態(tài)。輸出電壓達到目標值的95%以后，若電容電壓和諧振電流4超過限制值，接下來的狀態(tài)設(shè)置為反向諧振，盡量避免正向諧振，用1正向諧振使得輸出電壓較緩慢上升到目標值。圖5中的曲線即是輸出電壓上升的理想曲線，輸出電壓的實際上升曲線并沒有較好地跟蹤理想曲線，是因為對電容電壓和諧振電流4的限制，以避免過高的電壓或電流導致逆變器40的開關(guān)管損耗。
雖然已經(jīng)在此圖解和明了本發(fā)明的特定特征，但是本領(lǐng)域內(nèi)的技術(shù)人員可以進行許多修改和改變。因此，應(yīng)當明白，所附的權(quán)利要求意欲涵蓋落入本發(fā)明的真實精神的所有這些修改和改變。(未完待續(xù)。)
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